David's forum论坛 - 『TUBE DESIGN & DIY』 - 主题:[原创]STC放大器的实际装机方法的考察

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故此，除掉I/V变换及电压反馈管的内部阻抗所导致的影响之外，之后的动作便与工作原理线路(2)在本质上差异。

　对于P-G NFB信号电压的分配功能，「工作原理线路」与「实用线路」的动作也基本上相同。
综上所述，实用线路(3)应是满足下述条件的线路。

　采用通常的非平衡输入，对输入级不使用输入信号隔离变压器。
　　这种情况下，输入级将以恒流源来实现V/I变换，且输入级应保证能作为电压反馈管负载的恒流源实现其功能。

　　输入级应保有实现P-G NFB信号电压分配的恰当的阻抗。

　　被V/I变换后的信号在电压反馈管的阴极电阻上实现I/V变换。

　　电压反馈管以输入级的恒流源为负载实现放大动作。

　　电压反馈管基于阴极跟随器方式向功率管输入信号电压。

1.4.3.5　实用线路中进行V/I变换～I/V变换的理由

　进行V/I变换及I/V变换的理由是，为了将输入级作为恒流源并当作电压反馈管的负载来使用，且输入级与电压反馈管又同时能够兼具P-G NFB信号电压的分配功能，便不得不基于V/I 变换使输入级与电压反馈管间的输入信号具有电流特征，这是构成STC线路结构的一个条件。

1.4.3.6　线路功能分担单元化

　到此为止的对线路功能的说明基本上应基于下述3要素来进行：

　●恒流源线路　●电压反馈管线路　●功率级线路

　不过笔者自以为，对于实用线路来说，可暂且分割成下述2要素，且各要素可分别独立加以对待。

　●输入级兼恒流源线路及电压反馈管线路　●功率级线路

　这样做的理由如下。

(1)通过保证阻抗与直流电压之间的关系，可将功率管的阴极、栅级和屏极作为衔接点并视其为互相独立的结构，因此导致多种的组合。

(2)将各种功率管应用到超三极管接法线路中进行试验之际，为了实际装机的方便，若使线路前半部分的功能通用化，则实际机子的再利用便成为可能。

1.4.4　深度P-G NFB的工作原理

　此部分已经在原形线路的P-G NFB并用阴极跟随器驱动线路的说明---「1.4.2　工作原理～原形线路」中的「1.4.2.2　P-G NFB的动作」---中所触及的P-G NFB动作说明中简要谈及，虽然在本质上没有什么不同，但因组成要素比先前更为复杂，在此重新进行分析。

1.4.4.1　功率管的电压放大率

　根据上条氏的阐述，功率管的电压放大率在100 %的NFB下等于1。对于此中机制，应该如下理解。

(1)功率管的μ=1，不作电压放大，其输出电压与输入电压的振幅相同。
(2)另一方面，其栅级输入电压到屏极输出电流的变换将照样基于其跨导= Gm的值得以实现。

　例如，对于10mS的跨导值，若在栅级输入1V的电压，在屏极便可产生10mA的电流变化。

1.4.4.2　基于μ=1的电流变换功能的原理

　将工作原理线路进一步以信号相关的模拟线路来表现的话，便如下述「图6　电流变换功能」中的图(1)至图(4)所示的动作状态。让我们按顺序来进行分析。

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删除帖子 IP:[218.5.4.112] 发表时间：2007年03月28日 10:20:19

大卫

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第17楼 回复此帖

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图6 (1)所要表达的是，输入到电压反馈管阴极的信号ed被放大，并在阴极与屏极间得到振幅为μ*ed的反相信号，此信号将在恒流源的上方出现。　

图6 (2)所要表达的是，在功率管的栅级与阴极间可得到振幅为id*{Rd*(μ-1)-Ztp} 的反相信号。

　上图中还表示有与电压反馈管的放大有关的各线路要素及大致的各阻抗值。不过要注意的是上图中各阻抗的大小：

　Zcc: 输入级＝恒流源的阻抗---几百kΩ 级
　Zed: 针对电压反馈管的输入信号源的阻抗---几kΩ级
　Ztp: 电压反馈管的内部阻抗---几kΩ～几十kΩ级
　Zot: 输出变压器的阻抗---几kΩ级
　Zbp: B电源的阻抗---几十Ω～几百Ω级

在图6 (3)中，电压反馈管线路的负载阻抗严格地说应包含Zcc/Zed/Ztp/Zot/Zbp这5个值。只不过Ztp要比Zcc少一个数量级，且另外的三者（Zed、Zot及Zbp）的值对比之下极小，可以忽略不计。

　试设想一下，在Ztp比Zcc少一个数量级的情况下，其结果是Zcc与地端之间所出现的由电压反馈管放大了的信号电压中的几乎全部都将被输入到功率管的栅级。

　在功率级，将进一步对信号进行放大，不过放大的结果，在功率级屏极所得到的信号电压的几乎全部都将被同时也构成P-G NFB线路的电压反馈管的内部阻抗Ztp及输入级（＝恒流源）的Zcc所分配，结果将按照

　　　Zcc/(Ztp+Zcc) ---- 接近于1的数值（因为Zcc > Ztp）

的比例返回到功率管自身的栅级。因此，被功率管进行电压放大且在屏极出现的反相信号基本上原封不动地加入到其栅级，形成几乎是100%的电压NFB，故实质上的放大率μ将变成接近于1的值。　

图6(4)所表达的是，通过此线路的动作，当μ被抑制到等于1时，根据3个参数的关系式μ=Rp*Gm，可知

当μ=1时，Rp*Gm＝1

因此 Rp=1/Gm

上述结果预示着动作中的Rp的值将降到只有1/Gm的大小，与此同时，跨导Gm仍然在起着作用。
　
　因此，理想的功率级应该是「放大率=1的电压放大级」，其主要作用是通过其跨导Gm将栅级电压的变化变换为屏极电流的变化。言下之意，从栅级输入的电压将不被放大并在功率管的屏极出现（实际上我们也无法使放大率完全地等于1，因此仍存在少许的放大）。

1.4.4.3　另称：电压振幅抑制线路

　有鉴于此，超三极管接法V1线路全体的动作，即由输入级（输入管）、三极管（电压反馈管）及功率管三者所合成的功率放大动作明显地与信号电压及电流都同时体现的普通的「功率放大」不同，其输出功率当中的电压成分得到抑制，而电流成分的比例相对地较大。

　为此，替超三极管接法V1放大器取一个「电压振幅抑制放大器」的名称，可能更接近于实际情况。

1.4.4.4　需要恒流源的理由

　不过各位可能要问，为何不将上图的Ztp与Zcc用高阻值的电阻来替代呢？其理由是为了便于线路的构成。

　对于用在Zcc上的恒流器件，只要施加较小的直流电压便可发挥其恒流特性。此状态要通过电阻器来实现的话，便需要用到非常巨大的电阻值，并辅以负电源以将参考点拉到负端，不这样做的话便无法获得接近于恒流器件的特性。并且，电阻器并不具备放大及V/I变换的功能！

　此外，恒流源与电压反馈管一起对来自功率级管屏极的B电压进行恰当的分配（分压），为了实现施加在功率管栅级的较低的直流电压，采用恒流源也再好不过了。

　即，若我们要使(1)信号V/I变换和放大，以及(2)NFB信号电压分配通过(3)动作所必须的直流电压分配关系来维持直交状态，并要让这三者同时得到?鹤悖??乙?捎玫ヒ坏缭吹幕埃?懔髟词遣豢扇鄙俚摹

　并且，采用直交方式的意图也与采用了恒流源有直接的关系，直交状态下不仅可避免耦合电容等所带来的对音质的渲染，最重要的是可以避免与恒流源呈并联状态的功率管的栅漏电阻所导致的恒流源功能的低下。

1.4.5　实用线路的审视

　如何将同一器件加以活用，使其服务于多重目的，这是我们要在实用线路中考虑的。在实用线路中，输入级、电压反馈管及线路全体的动作如下所述。

输入级的实质上的动作有下列4种，它们同时进行。

●　进行V/I变换，以向电压反馈管提供输入信号。
●　作为恒流源充当电压反馈管的负载。
●　与电压反馈管一道，实现直流动作电压的分配。
●　与电压反馈管一道，实现P-G NFB信号电压的分配。

电压反馈管的实质上的动作有下列4种，它们同时进行。

●　基于在阴极插入的电阻Rd进行信号电流的I/V变换。
●　将I/V变换后的信号电压在阴极输入(GG)线路中进行电压放大。
●　负担一部分的P-G NFB信号，保证功率管的深度NFB。
●　以阴极跟随器方式对功率管进行电压驱动。

上述4项功能加在一起，还可保护输入级免受功率管栅级电流的影响，并具有维持恒流特性的倾向。

◇线路全体及功率级的动作

●　将信号施加于输入级(＝恒流源)。
●　在输入级（＝恒流源）预先对信号进行V/I变换，获得id。
●　基于在电压反馈管阴极插入的电阻Rd对信号电流进行I/V变换，以此产生ed。
●　ed被输入到电压反馈管的阴极输入线路（GG）并被放大。
●　经由电压反馈管放大的输出波形在输入级（＝恒流源）的两端出现，并被输入到功率管的G-K之间。　
●　功率管被施以深度的电压NFB，其输出电压的振幅得到抑制，同时输出电流振幅成分所占比例极高的功率信号。

　作为插入P-G NFB中的非线性器件，不仅限于采用三极管(或三极管接法)，若采用二极管(或二极管接法，利用其所谓真空管负载的屏极特性)与三极管的组合的话，也很有效果，只不过所用管数要增加了。

　因此，对于电压反馈管线路来说，实际上兼备了对来自恒流源的电流信号的电压变换与放大功能，对功率级的功率管的驱动功能，基于非线性器件的100%的P-G NFB功能，以及向功率管提供直流电压输入的这4大功能，这4大功能仅由一颗三极管与一颗电阻便可同时实现，实在是既巧妙又实用得紧，不得不令人佩服感叹。

*此帖被版主大卫修改于2007年03月28日 18:22

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删除帖子 IP:[218.5.4.112] 发表时间：2007年03月28日 10:25:34

大卫

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第18楼 回复此帖

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1.4.6　有关直流电压分配

　目前为止的叙述当中，不断出现的内部阻抗与直流阻抗实际上是两个不同的概念。　作为输入级的五极管，其内部阻抗极高，但在一定工作点下的直流阻抗却很低，作为电压反馈的三极管，相反地其内部阻抗很低，而一定工作点下的直流阻抗却很高，因此，去往超三极管接法V1实用线路的功率管的直交部分的直流电压可抑制的较低。

　就内部阻抗来说，其（阻抗）值与直流电压分配的大小成反比，以上侧的电压反馈三极管为低，下侧的输入级五极管为高。

　象这种使直流电压分配与恒流功能同时进行并得以实现的做法，在构成作为直交放大器的超三极管接法V1实用线路时，便可做到仅用一个B电源，由此减少了所用元器件的数量，提高了整机可靠性。

1.4.7　并非所谓的SRPP线路

　粗看超三极管接法V1实用线路的线路图，似乎象是五极管与三极管所构成的SRPP。不过，正如目前为止所叙述过的，若仔细审度其工作原理的话，便可知道，它与普通的基于三极管＋三极管的SRPP驱动线路在有关放大及NFB方面所呈现出的动作完全不同。　

　普通的基于三极管＋三极管的SRPP线路是以电压放大为目的来呈现其动作的，并不具备利用了恒流特性的V/I变换，以及进一步进行与前者相逆的I/V变换的功能，SRPP对NFB信号的电压分配比仅为1/2：1/2，但在超三极管接法V1实用线路中，由于呈现的是P-G NFB并用倒置μ跟随器驱动动作，输入级成为了电压反馈管的主导负载，NFB信号的电压分配比可达数十kΩ：数百kΩ＝1：10，这是同SRPP之间的巨大差别。

　然而，若将电压反馈管的内部阻抗取得非常大时，便等同于增加了输入级的五极管的负载，由此所呈现的电压放大动作将导致此时的电压反馈管的内部阻抗异化为所谓的真空管负载来参与线路的工作，在这种情况下，整个线路将变为采用（并用）了P-G NFB的SRPP驱动线路，这一点必须意识到。

　作为理想的超三极管接法V1线路，其电压反馈管的内部阻抗＝0，实际上这操作起来极为困难。现实中的实测值显示出Zcc:Ztp =10:１的结果，因此，实际上装机的超三极管接法V1线路等于是介于理想的超三极管接法V1线路与P-G NFB并用SRPP驱动线路之间，并处在更加靠近于理想线路之位置的一个产物。

　有鉴于此，对于超三极管接法V1实用线路的结构，若我们将输入级-电压反馈管部分的线路称为「SRPP线路」的话，便与普通的SRPP线路相混同，招致误解。

　实际上，对上述两者的理解混为一同以致纠缠不清的DIYER还不在少数，甚至非常的多。至于如何澄清两者的区别，将在「2.4.2　基于SRPP线路的解决」段落中涉及，务必引起注意。

1.4.8　功率级（功率管）

　刚开始制作超三极管接法V1放大器时，笔者曾怀疑是否只有多极管才能胜任于功率级，但通过上述的分析过程，且不管驱动所要求的摆幅如何，最终意识到即便是三极功率管亦可具有V/I变换功能，可以应用于功率级。此外，还通过实际制作得出了三极管(接法)的超三极管接法V1放大器是可以实现的这一结论。

　据有多台超三极管接法放大器装机经验的○先生称，“从经验得知，采用多极管及其三极管接法的两种情况下，它们的输出功率并无很大差别”。确实地，从理论上来说，三极管接法时其跨导（=Gm）的作用中还应该算进第二栅级的电流，因此电流变换的增益肯定会增大少许。

　然而，即便是同一只管子，出于多极管接法与三极管接法的不同，我们仍然可以听出它们的音质差别。若认真地对具有恒流倾向的多极管与具有恒压倾向的三极管接法进行比较的话，它们的放大倍数、内部阻抗、第二栅级的存在与否及其动作等，包括NFB在内的综合的V/I变换动作应该是有着某种程度的差异的。

1.4.9　超三极管接法V1放大器的输出功率

　曾收到几封电子邮件，称「超三极管接法V1放大器不怎么出功率！」。让我们审度其工作原理，结论是简单的：输出电压的振幅被抑制，其结果反映到功率=电压x电流这一等式中，电压受到抑制，自然就影响到功率了。

　还收到这样的邮件，问道，「既然不怎么出功率，但为何从喇叭中出来得声音如此之大？」。这也是立即可以回答的一个问题，其详细解答登载于MJ无线与技术的2000年3月号的石?V峻氏的文章中。根据其论述，「音圈的驱动所依赖的是电流成分」，即输出功率中的电流成分将最终转换为声音，这是构成弗莱明右手法则的一个旁证。从事过相当多的基于晶体三极管(Tr)的电流放大器的试验的石?V氏及其他电流放大器的追随者就喇叭的驱动机制得出了这样的结论。

　超三极管接法V1放大器的声音与Tr电流放大器的声音具有某种相似性，不过，Tr电流放大器的声音则更为响亮（原文的用词为“明?”---大卫）。不用说这是电流放大器输出功率中极高的电流成分比所导致的音质特征。

　在使用了输出变压器的真空管放大器中，输出功率中的电流成分当然通过输出变压器step down之后流往喇叭的音圈，但是，其电压成分与喇叭的驱动之间到底存在有何种关系，是否与音质有关，目前为止仍然处于尚未解明的状态，将成为今后的一个课题。

1.4.10　NFB环路中不包含输出变压器

　传统的放大器线路并不采用0verall NFB(从输出变压器的次级到线路输入级的NFB线路方式)。此NFB原理初次被导入一般的音频放大器，应该是在1950初顷，在此之前的放大器则全部工作在NO NFB状态。

　由于输出变压器的介在，其次级所出现信号的相位延迟是不可避免的。提取次级信号用于0verall NFB的场合，若信号是连续的正弦波，则NFB动作便不会有何问题发生，不过若涉及到过渡特性的话，便有诸多课题极待解决。　

　此外，喇叭本身的动作，即所谓的逆向感应也带来了诸多问题。本来，比如说所谓标称8Ω的喇叭，在信号频率的作用之下，以及在共振和感抗成分的作用之下，其阻抗的变化事实上是存在的，并非就是8Ω，而且还存在箱体的影响，在聚集性的过渡信号及连续性的音乐信号之下，其状态又与连续正弦波等条件下时完全不同，其工作中的阻抗千变万化，时常有不匹配的状况发生。

　若能回避使用0verall NFB，便可避免上述的对喇叭的影响，输出变压器便成为单纯的阻抗匹配器件。笔者认为，所谓NO-NFB的「古典线路」之所以具有一帮忠实的拥护者，便在于其线路结构属于NFB技术尚未开发以前的时代，因此不会产生前述的诸多问题，其声音也因此更为纯净（clear）。就此意义来说，超三极管接法V1放大器的定位或许应该相当于「新古典线路」。　　　

　更进一步，0verall NFB的回避便意味着对输出变压器的选择自由度将往更高的方向拓展。输出变压器所固有的诸性能当中，若考虑仅仅使用其阻抗匹配这一功能的话，即便尚存有若干感抗及直流阻抗等的问题，大抵上所有的变压器都可完美地作为输出变压器进行工作，极端的场合，甚至连灯丝变压器都可胜任。因此，对0verall NFB的回避可说是超三极管接法V1放大器实现高度重放性能的一个要素。

1.4.11　直交线路的原则

　直交线路自古以Loftin white线路为源流发展到如今。并且在推挽的倒相线路中，它作为解决时间常数的一个手段经常得以采用，比如输入级与倒相级间的直交。

　对于STC来说，使电压反馈管的阴极往功率管栅级的一路建立起直交输入结构，可以得到3个好处，一是可基于直流性的负反馈功能来稳定动作电压，二是避开与时间常数的关联以此改善瞬态性能，第三就是避开了耦合电容C对声音的渲染。

　并且，从超三极管接法V1线路动作之完善的观点来看，按照DIYER的Ｔ先生所见，若采用C/R交联（电容耦合）的话，功率级的栅漏电阻便等于与恒流源的输入级放大线路相并联，因此有损恒流源所应该具有的高阻抗，结局造成超三极管接法V1线路的动作趋于不完善，因此采用直交是它的必然性使然。

　兼有Loftin white线路中所不具备的P-G NFB的直交驱动以及基于功率管的V/I变换功能可说是超三极管接法V1放大器的两个最大的关键之处，亦是其特征。即使出于电压分配等关系而产生在功率管前插入一级专用的阴极跟随器的必要性时，基于前述的2个理由，也应尽量避免采用C/R交联。

　不过，在受到B电源电压的限制及因功率关系要求所用三极功率管工作于较深偏压等场合，基于成本及可操作性的立场来看的话，C/R交联也并非完全不妥当。例如，在制作可使用多管种的多管兼用放大器等的场合，可将必然要变的复杂的直交部分的处理改换成基于电容耦合的可调式半固定偏压方式，以图整机的多管种兼容性和工作的稳定性。　

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删除帖子 IP:[210.16.166.200] 发表时间：2007年03月28日 18:26:25

libin_hf

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有劳大卫兄了！

真是拨开迷雾见蓝天啊。就此次有关STC的介绍来说大卫兄真是功德无量（不仅翻译还重新阐释了部分原理）！我用google搜了一下国内有关此类的文章极少，而我等外语水平又不足以直接阅读外文网站，这次得以学习新的知识全仰赖大卫兄了。再次感谢！

我也准备在掌握stc相关知识后做一台验证机，初步考虑五极管用6J8PJ、电压反馈管用6H9C或者6H8C、功率管用6P3P。之所以用这些管子是应为手头只有这些，而且似乎也可用于STC。具体线路上不免还要请大卫兄指教。

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常年感冒，偶尔发烧

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删除帖子 IP:[61.132.137.44] 发表时间：2007年03月28日 21:10:37

大卫

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第20楼 回复此帖

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let's go! you, you, and you....all of us!
The meaning is do it yourself!
Anybody can do it perhaps.

本文较长，还需假以时日。

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删除帖子 IP:[210.16.165.143] 发表时间：2007年03月28日 22:29:12

大卫

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第21楼 回复此帖

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1.5　stopping diode及线性器件

　关于stopping diode及线性器件，因在以往的普通放大器线路中并未出现，故对其尚不了解的DIYER不在少数。stopping diode及线性器件的采用应该属于笔者及一帮同好们基于实验所得出的结论，在本节将对其动作、功能及效果等进行详细解说。

　有关前述「1.3　超三极管接法V1线路的定义」中所示的在输出变压器的B电源侧插入的二极管及功率管第二栅级插入的二极管的动作，在?e章的用语辞典的SD = stopping diode(stopping diode)及LNR =线性器件(Linearizer)中已作过说明，亦请参考。

　下述内容归根结底属于笔者的观点和一家之言，是对SD/LNR的一个推论。对于SD，目前还没有一个完美的解释作为其原理的理论依据，但是，从结果来看，它对音质的改善确实有效，因此并非毫无理由地在此奢谈其正面作用。另一方面，对于LNR，早已被证实属于颇有成绩的线性改善器件，在此的采用并非独创。

1.5.1　stopping diode（blocking diode）

　此处仅限于对功率级的应用进行叙述。依笔者的试验，在功率级以外地方的使用几乎不改变音质。不过在采用输入变压器的功率放大器的输入级使用时，也将获得同功率级使用时一样的效果。

●现象上的二极管的效果

　如线路图所示（图1.2，1.3），一旦在输出变压器的B电源侧插入二极管，则在单端放大器的场合，低频段的音程的表现将变得更为清晰，同时输出振幅亦得到保证，特别是对小型的输出变压器，其效果极为显著。在中高频段则看不出有何改善效果。不仅是对单端放大器，对推挽放大器也具有特定的改善效果。

　在这里要澄清的是，所插入的二极管带来的改善效果并非超三极管接法放大器的固有之物。对于无反馈放大器、UL接法放大器、局部负反馈放大器以及诸如超三极管接法放大器那样的具有复合化性质的局部负反馈放大器也有改善作用。只是，根据Ｔ先生的主张，在over all NFB放大器中，由于将输出信号波形反馈给输入级，采用stopping diode的好处将因此消失。依笔者的试验结果，在应用到P-K NFB(从功率管屏极到输入管阴极经由非线性器件施加超三极管接法V3的NFB)的场合时，将失去部分的改善作用。

●二极管工作原理的推理～就理想的功率放大线路而言

　上述现象可以认为是仅在直流环路位于线路base的场合，类似于二极管/开关动作的信号传递所导致的效果。（难解？----大卫）

　在理想的功率放大线路中，真空管相当于信号源，负载为输出变压器，B电源的内阻为零，由这3个要素构成「直流环路」。在此，理想的B电源仅充当为信号源提供原动力的角色，并不承受任何信号功率。

　信号功率加入直流环路后将由信号源和负载互相分担。若信号源与负载的阻抗完全匹配，则信号功率中有一半将被传递给输出变压器，剩余的一半功率将在信号源作为热量散失。

　若信号源与负载的阻抗不匹配，便意味着功率无处可去，亦即传递给输出变压器的功率大打折扣，结果是除了使信号源变得更热以外，还存在向带有电感成分的输出变压器强行（原文词义为“粗暴”）输入功率的这样一种举动。一般地，喇叭的阻抗（即从输出变压器初级看过去的喇叭阻抗）在信号的驱动之下随时发生变动，并非始终保持着8Ω等标称值，因此，变动的喇叭阻抗导致上述的不匹配，进而很容易导致向输出变压器强行输入功率的“粗暴”之举。

　若不采用此二极管，亦即输出变压器与B电源之间直接连接（普通的功率放大线路皆如此），那么，就等于将功率信号的能量在输出变压器的阻抗与B电源内阻之间又进行分配。

　大家知道，换插整流管可以改变声音，这是B电源内阻与输出变压器的阻抗对信号功率进行分配的一个证据，因为B电源消耗并吸收有一部分的信号功率。｛古典线路中曾有对此现象加以利用以营造特定声音之例。｝

　目前为止，对SD带来的低音音程的清晰表现及输出振幅的维持这一结果的解释仅限于以上阐述，尚未有更为合理的推论能够完全说明其机制，这是令人遗憾的。

●接近理想的功率放大线路

　大家知道，真空管无论种类，其本身都具有某种二极管特性，可等效地视作为一个二极管，因此，通过将SD及功率管自身所带有的二极管特性连接在B电源的出口与入口之间，亦即将信号源与负载同一个看上去在其出口与入口都接有二极管的的B电源相连接，其结果显然是越来越接近仅提供直流的状态，在效果上，便更接近理想的功率放大线路。

　也就是说，上述的2个二极管将B电源所带来的阻抗影响限制在仅仅是针对直流阻抗的范畴内，其结果有三：1，信号功率仅依附于所提供的直流功率之上。2，将B电源感抗及容抗的影响降至最小，使其仅呈现出直流阻抗。3，营造出了“仅有真空管及负载这二者存在”的等效状态，并将信号功率封锁于其中。基于这种思路，有时也将此种情况下的SD称为「封锁二极管」。

　就上述意义来说，作为负载的输出变压器也因此具有了更接近理想功率放大线路的功能，不过由于它不能只接受直流的功率供给，因此，仅设定巨大的L是无法解决根本问题的。

　并且，实际上若不在B电源的两端插入具有充足容量（所流过电流值mA的5倍左右的μF级的容量）的电容的话，便无法发挥出充分的效果。需要大的放电容量便等同于需要直流阻抗更小的B电源，这也提示出理想电源的必要性。

●SD命名的由来

　从结果来看，此二极管最终阻止了穿行于输出变压器的信号流入B电源，因此从「封锁二极管」这一功能来考虑，便被命名为stopping diode (SD)。

　在美国，也有人将其称为blocking diode，似乎后者的语感更为通顺。

（有关stopping diode，目前对其作用还没有一个完全站得住脚的合理解释，国外的各大论坛也是众说纷纭，似乎有点混乱。有兴趣也可以参阅本坛［6V6 STC试作始末］一文的35楼的叙说。对于宇多宏氏的解释，大卫自认为除了晦涩以外，尚有商妥之处，但无疑相当有建设性。各位可用stopping diode作为关键词在互联网搜索一下，相信必有收获。象这一类的探索至少可以避免我们身处用尼采的疯话来说是“如同走过兽类”的文明暗黑时代的同时的脑筋萎缩。）

●各种胆管的SD效果

　虽然未作过定量的测定，不过已经证实，SD所起作用的程度按照五极管(高)　>　束射管(中)　>　三极管(低)　的顺序越来越弱。此现象明显为功率管的内部阻抗、输出变压器及B电源这三者之间的阻抗关系所至。

●第二栅极的SD效果

　若将第二栅极与B电源直接连接，则B电源的阻抗便将反映到第二栅极的动作中，因此与屏极线路一样，也串入一只二极管。虽然效果的程度不如屏极线路，但在听感上还是可以加以区别的。

●推挽放大器的SD效果

　采用推挽输出变压器时，若在中心抽头串入SD，则它将阻止输出变压器的不平衡成分及穿过输出变压器的信号成分回流到B电源，可实现类似古派Western的推挽放大器线路中常见的「中置电感」的效果，使低频段更加从容。不过若输出变压器的L过大，则有可能导致膨胀的低音，以致失去平衡。

　此外，笔者仅作过一个试验，在一台初级绕组独立的推挽6V6GT(UL)pp放大器上，对各初级绕组的B电源侧分别串入SD，结果导致低频段异常膨胀，最后不得不恢复到接在中心抽头的状态。

●产生SD效果的器件

　在功率管的屏极线路（输出变压器的B电源侧）串入的场合，可以采用硅二极管、整流管、damper管、耐大电流的功率管的二极管接法及电压调整管的二极管接法等等元件。采用电阻值接近于为0的硅二极管时，营造的声音较紧，不过异常透明。采用真空管的话，听感上则变得有soft感。不过，采用内阻高的真空管将对功率产生限制作用，并导致低频段的松缓倾向，因此不适合使用。

　至于串入功率管的第二栅极的场合，由于电流要小于屏极线路，因此硅二极管与真空管并无甚差别，不过仍然是采用真空管时的声音更有几分soft感。

　据笔者的经验，硅二极管可采用1N4007，真空管则最好选择6CA4的并联接法，或6AS7GA/6080及5998A的二极管接法来使用，除此之外的整流管及damper管等因内阻过大，应酌情使用。

*此帖被版主大卫修改于2007年03月29日 12:40

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大卫

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1.5.2　线性器件

●先行事例

　线性器件在各种线路中都留下了其使用踪迹。

　就象直线放大器等器材中的做法一样，仅将真空管单纯地当作负载，组成有点类似于SRPP那样的呈上下结构的线路来使用。这里要讨论的便是此种用法。

　从线路上来说，在由稳压电源供电的呈串联状态的放大器件及补偿器件所构成的放大器中，将放大器件所产生的因其特性曲线的弯曲而导致的信号失真（即非线性失真，老头子真罗嗦！）基于补偿器件的逆特性进行抵消，结果在负载两端产生的输出电压便被线性化。

　阴极/射极/源极共通的差动放大器及器件呈串联使用的SRPP/SEPP线路的动作也具有类似线性器件效果。

●产生LNR效果的器件

　正如在直线放大器中所见到的，对于电压放大线路，采用同一管种的二极管接法是最佳选择。作为在功率放大线路中的应用，同一管种的采用可列举田村氏的807线性器件放大器为例。不过，即便在电压放大线路中采用不同管种来作为线性器件，听感上仍能取得一定的改善。例如，高频用三五极管的三极管部的二极管接法或高μ三极管的二极管接法，以及检波用的6AL5等也相当有效。

　半导体中尚有肖特基二极管的特定种类可以采用，但入手渠道等有点问题。在输入级使用小电流FET的场合，同管的二极管连接似乎也可以考虑。大电流用硅二极管应该也有一定的效果，不过没有人做过试验，结果不得而知。

1.5.3　SD与LNR的关系：

　功率放大线路的实际装配中，串入真空管也好硅二极管也好，其效果的程度虽然不同，但它们可说都兼具有SD与LNR的两方功能。不过说道硅二极管，在其稳定下来并使对象真空管的非线性便得到改善后，便转为专门以SD作用为主了。
________________________________________

1.6　超三极管接法放大器的变种及喇叭对应

1.6.1　超三极管接法放大器的变种

　刚开始时，认为超三极管接法放大器仅适用于多极管单端放大器，但后来经过开拓研究，终于形成了各种变种系列。

　MJ1992年10月号所记载的上条信一氏的文章当中，曾介绍过如何将EL86/6CW5 SRPP放大器改装为超三极管接法线路。此外，还有基于超三极管接法放大器驱动方式的无反馈功率级单端放大器及基于超三极管接法放大器驱动方式的无反馈pp、超三极管接法pp放大器等等多样的变种存在。

1.6.2　超三极管接法放大器与音箱

　目前为止以试验过用各种超三极管接法V1放大器来推动各式各样的音箱。其结果是，STC放大器似乎并不挑食（对音箱无选择性）。

　但是，正直地说，若将100W级晶体三极管放大器所适用的大口径的m0较大的音箱用小输出的超三极管接法V1放大器来推的话，有时难免反应会变得迟钝。

　另外，有人反映说，在推动某些特定的多分频音箱时，发现与其他放大器相比，要听到高音似乎比较吃力。就高音的特质而言，目前我们也只有通过音箱高音单元等的个性/个体差(某种程度上的自由振动)与所使用超三极管接法V1放大器(对其自由振动的制动)的特性之间的关系来进行判断。

　对于超三极管接法V1放大器来说，由于采用了直交线路及一些其他因素，因此比较容易出低音，在某种特定的听音环境下，这有可能会因反射而导致声音混浊。这种情况下，可以在放大器的输入端加设low cut filter（高通滤波器）或调整倒相箱的倒相管等来改善（当然，若使用的是倒相箱）。
　
　对于超三极管接法V1放大器该使用何种音箱，笔者无法作出建议，因此，对于喇叭的选择及音箱的调整等诸问题，也只有靠各位自行摸索。不然的话，难不成要笔者买来一大堆各种喇叭摆在家里进行动作确认试验？这实际上是不可能的。

　笔者目前在家里使用的音箱有3、4种，都是普通室内用的品种，用于试验和听音，有机会的话考虑购买大型音箱以进行综合性的动作确认试验。

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1.7　超三极管接法放大器的再现性及可靠性课题

1.7.1　再现性的课题

　由于超三极管接法V1放大器属于直交线路，因此对自己所装的机子能否再现出STC原本的特性（即再现性）抱有不安感的DIYER还不在少数。确实地，对于从来没有经验过直交线路的DIYER来说，若不经过实际制作、调整及动作实验的诸阶段，相对于以往的电容耦合方式，就如对阴极跟随器的直交一样，其抱有的不安感亦可理解。不过，有句话这样说：「案ずるより生むが易し」（既有理论，何畏实践？）。

　笔者针对多数的功率管，包括对可靠性的考察在内，至今为止已实践了许多超三极管接法V1线路。无论是哪一个管子，都没有遇见其工作点难以设定的问题，并且，机子的老化的现象至今尚未得以发现。

　由于输入级的电压放大管或Tr/FET及电压反馈管和功率管的个体差异，比如说就算是新管也未必在推荐的标准电压下不具有离散性，因此实际上遇到的问题便是如何消除这些差异。不过，因功率级工作在自偏压下，故管子的离散性在某种程度上会被吸收。

　针对诸如此类的器件的离散性，若掌握了其基本知识和对策方法，便可消除不安。例如，只要按照本文的图表或各制作例的线路图所示值来取相近的值，在动作上便基本没有问题。此外，获得full power的调整方法也与普通线路没有两样。

1.7.2　可靠性课题

●运用对应

　在平常使用时，一些属于并不常见的操作方法还是有可能存在的，比如将电源off后立即又on，此种场合，滤波电容还残余着电荷，基于各真空管热容量的差异，有可能使电压分配失去平衡，导致功率级的过电流。　

　务必在电源off后至少等待30秒钟以后，再打开电源，这样便可以使电容得以充分的放电。并且，为了预防万一，还应该在电源输出端的滤波电容上并联一颗100kΩ左右的电阻（属于基本操作及制作技术上的问题）。

　比较稳妥的措施是在B电源线路中加装30秒钟左右的时间继电器，以使各管的灯丝充分预热之后再施加B电压。不过，由于存在电容充电时的瞬间电流有导致整流管短时间过载的可能性，因此在确认变压器直流电阻的同时，或许有必要在整流管至滤波电容一路上的恰当位置加装抑制电阻。

　采用硅二极管进行整流时，只要瞬间电流不超过整流二极管的浪涌电流规格(一般为40～50A)，便没有问题。上述注意点与普通功率放大器电源线路在设计上的注意点在本质上并无不同。

　既然超三极管接法V1放大器为直交线路，当然在通电中便不可对真空管进行更换。那些习惯于电容耦合线路并养成在通电中进行真空管换插的DIYER们要引起注意。

●元件故障

　目前只发生有一例故障，即可变电位器的接触不良。由此来看，若将不恰当的布线方法而导致的自激及其解决对策等普通放大器也具有的故障和也适用的对策除外的话，关于可靠性方面，应该是没有问题的。

　只是，考虑到老化及元器件状态的漂移，推荐每半年进行一次工作点状态的检查。

事例１．接触不良故障

　某君在对超三极管接法V1放大器进行装机试验时，输入级的可变电位器（5kΩ）的滑片发生接触不良，导致功率管栅极升到正电位，屏极发红，不过因自偏压线路使得屏极电压相对下降，终于免除了功率管的一劫。

事例１．防止对策

　为了防止可变电位器接触不良导致灾难，务必将可变电位器的中点与其他任意一端相连来使用，即应避免只使用中点和其他两端中的任一端。

　采取这种接法时，假设电位器旋臂的滑片起浮，因此即便功率级的偏压变浅，基于自偏压电压的上升，可对变浅的偏压进行补偿，进而抑制了阴极电流的大幅度??加。（实际上属于装配技术上的问题）。

　输入级采用FET或晶体三极管Tr时，为了防备无法预测的开路故障，可使用在工作中处于非启动状态的稳压二极管（ZD）的并联保护等措施。

●输入管灯丝断丝等情况下的功率管保护

　一旦超三极管接法V1线路的输入级开路(不限于管种，以后所称的「输入级」即输入管/ Tr/ FET的总称。)，则B电压将通过作为电压反馈管的三极管完全施加在功率管的控制栅极(G1)上，导致功率管被强制处于二极管状态。这种情况在灯丝绕组短路及滤波电解电容正负极反接时也同样发生，其糟糕程度同高压绕组的短路一样，保险丝不会熔断，只会使线路中的关键器件迅速过热，其景观有如世界末日。

　若遇到这种不幸，功率管的G1被施以正压，产生栅极电流，使G1开始过热，最后超出Pp/Psg（最大屏损及最大第二栅极损耗），导致致命伤。同时，功率管的阴极电阻中流过高出于正常水准好几倍的电流并发烫，并联的阴极电容因过压而爆裂，输出变压器也将因过电流开始发烫并造成内伤，最后连B电源线路中的变压器及扼流圈也难逃厄运，随着过电流而发烫受损。

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2　试验过程、结果及考察

　本篇将以超三极管接法V1放大器制作时所需考虑的电压分配等课题及极为重要的直交部分的调整为主进行解说。
　
2.1　制作及试验例

　这里，笔者将对花费了大约3年的时间所制作并实验过的超三极管接法线路的动作例(静态特性)作一简单介绍。所实践过的每一款线路都隶属于超三极管接法V1的单端形式，或以此为准的形式，并从多极管开始入手。详细情况请参阅后述「2.3　多极管的应用」中的内容。在多极管之后，笔者逐次对三极管的超三极管接法放大器进行了挑战。然而，三极管的场合并不如多极管时那样简单。　详细情况请参阅后述「2.4　三极管的应用」中的内容。

　笔者在最初的制作过程中首先意识到的，便是向电压反馈管提供信号的具有恒流源性质的输入管若采用电压放大五极管，且其第二栅级的DC供电采用功率管的阴极电压来代用时，其电压值若得不到充分的保证，便无法实现输入级良好的工作状态，进而也无法保证整机的增益。

　亦即，在超三极管接法V1放大器的制作中，要解决的关键问题是：

(1) 作为输入级的五极管的第二栅级电压的取用
　　=阴极电阻Rk两端的电压＝功率管偏压 + 功率管栅极电压（直交下）

(2) 保证B电源电压以满足上述条件

(3) 输入级的性能与工作点

(4) 电压反馈管阴极所串入的负载兼自给偏压用的电阻??的设定

这4大项目。

2.1.1　功率级的阴极电阻与B电源电压

　笔者在初装超三极管接法V1放大器的之际，便已开始考虑如何能事先对功率级的阴极电阻进行设定。

　首先，上条氏的6EJ7 - 6BM8超三极管接法V1放大器中，6BM8的五极管部分的偏压兼前一级的直交调整用的阴极电阻阻值为1200Ω，工作时的阴极电压为42V，电流为35mA。以此来推的话，加在输入级的五极管第二栅极上的电压最小也超过了40V。

　随后是笔者制作的6V6G/GT超三极管接法V1放大器，要使6V6G/GT在250V左右的工作电压下进行工作，与6BM8超三极管接法V1放大器相比，其B电源电压下(以下称B电压或Ebb)要高到300V左右，并且，为了使输入级五极管的工作较为轻松，考虑对其第二栅极施加60V左右的电压。根据规格，6V6G/GT在250V工作电压下的Ip + Isg = 50mA，因此还算比较安全。

　因此，功率管的阴极电阻Rk＝50mA x 60V = 1200Ω。并且，从输入管的第二栅极电压＝功率管偏压＋功率管栅极电压（直交下）这个关系来看，60V的含义是其中包括了6V6G/GT的偏压12.5V与功率管栅极电压47.5V，即

60V＝12.5V＋47.5V

　以此为条件进行加算的话，动作所需要的B电压便成为

250V+60V=310V

　在之后的超三极管接法V1放大器制作中，笔者基本上都将功率级阴极电压设定在60V左右，不过对于偏压极浅的视频放大功率管(6CL6等)，用到50V左右也可以凑合，但对于偏压较深的行偏转功率管(EL509等)，若不提升到80V左右的话，基于输入管与电压反馈管之间的关系及B电源电压的关系，因场合而定，对功率级的驱动能力便可能显得不足，难以获得满输出功率。

2.1.2　电压分配与B电源电压的关系

　下一个问题便是输入管与电压反馈管之间的电压分配。这将关系到能否保证在上述「2.1.1　功率级的阴极电阻与B电源电压」中所要求的理想B电源电压值的一个问题。

　若不能保证所需的B电压，便无法实现输入管与电压反馈管间恰当的电压分配。若B电压过大，在一定程度上可通过将功率管的阴极电阻加大，同时也将输入管的第二栅极电压稍作提升来应付。若B电压不足，所能做的无非是压缩功率管的电压幅度，使其工作在较小的工作电压下，或相应地提升屏流，但这些做法都有其极限。

2.1.3　输入级的性能与工作点

　对于输入管，这里笔者以电压放大专用锐截止五极管的采用为前提进行说明。　有关FET和BJT，则在「3.2.2　输入级采用Tr/FET时」中进行说明。至于遥截止五极管，试验证明很难加以采用。

　若输入管的Gm较低，或无法提供相应工作电压的场合，在输入级便无法获得充分的信号电流id，通过Rk便无法进行充分的I/V 变换。为此若将Rk取得较大，则电压反馈管的工作点便移向靠近IV坐标的角落，导致无法向输入管提供充足的电压，以致得不到足够的id，而且也造成功率级的的偏压过深。因此，对输入级必须保证一定程度以上的工作电压。　　

　笔者所作过的试验结果中，在将输入管第二栅极电压设定到60V及以上程度时，经验上以下述的组合即可获得良好的工作状态。不过，在6AK5与6AS6相组合的场合，第二栅极电压最低只要40V便可应付。

●　6AS6 - 12AT7 ----------需250V为止
●　6AK5 - 6AT6 (6BM8的三极管部分) ------需250V为止
●　6U8/6BL8 - 12AT7 --------需250V为止
●　6AU6 ? 任何电压放大三极管 ---第二栅极电压需50V以上
●　任何 - 12AX7 -------- 需250V以上

2.1.4　电压反馈管的阴极电阻

　电压反馈管可采用从高μ(60以上)直至中μ(30以上)的电压放大三极管。采用低μ(20以下)管的话，会导致输入级的工作条件变得很严峻，因此不具备普适性。

　下一个问题便是电压反馈管的阴极所串入的I/V变换兼自给偏压功能的电阻Rk。此电阻??的设定上，有几个因素互相交织。

●输入管的性能及电压反馈管工作点的相关因素

　已在之前的「2.1.3　输入级的性能与工作点」中做过交待。

●电压反馈管性能的相关因素

　一般地，高μ三极管在工作点上的直流阻抗较大，会影响到输入管供给电压的不足。相反地，中μ三极管则会使得输入管的供给电压过剩。　

●电压分配的相关因素

　具备有足够的B电压的场合，可将电压反馈管的Rk取得较大，并基于电压反馈管的压降与输入管之间进行电压分配。相反，功率级以较低的B电压工作时，必须将电压反馈管的Rk取得较小，以减少电压反馈管的压降。

　实际上，笔者通过从最小4.7kΩ直至最大12kΩ的电阻逐个进行试验，以此在调整功率级偏压的同时对输出功率和功率管的安全进行了确认。笔者试图从这些电阻当中找到能实现最好音质的阻??，所得到的结果是，6.8kΩ～7.5kΩ～8.2kΩ的范围为最佳。这些??最终成为了采用12AT7/2～6AQ8/2～6DJ8/2这3种管子时的标准。　

　这些设定值在「2.3.2　多极功率管的动作例」中将要谈到，在一些极个别的制作事例中，对于锐截止五极管与电压反馈管的组合，这些值也无一例外可以使用且机子的工作完全正常。

2.1.5　事前设定的精度（实测值与理论设计值之间的偏差）

　只要注意到上述4点，且布线焊接没有失误，基本上在任何场合下的做法都是将输入管的偏压调整电阻调到最小，使其偏压最浅，亦即使反馈管的阴极电位处于最低的状态，然后打开机子电源，机子便进入工作状态，其次是测量功率级的阴极电压，即通过电压来获知其屏流大小，接着是调整到适当的屏流，到此为止，便可以进入试听阶段了。

　笔者按照上述的设定方法所装的6BM8的各状态值与上条氏的文章中的参考??相当符合，第二台的6BQ5也顺从6BM8的做法最终获得理想的结果。第三例的6V6G/GT中，笔者只对功率级的阴极电阻进行了少许增减调整，第四例的6LR8 中，仅根据管子的厂家数据来进行线路的设定，装机后一次成功。

　对于之后制作的超三极管接法V1放大器，笔者因此抱着自信进行事前的线路值的设计。只不过在输入级采用FET的场合，因对供电电压比较敏感，其音质将随着电压有可能产生不良的变化，此时便需在装机后对电压反馈管进行更换或调整阴极电阻。　

2.2　结果的评价

　用各种的管子装成超三极管接法V1单端放大器听过之后发现，若忽视电压反馈管的种类及其工作点所造成的差异，以及忽视输出变压器的特性差的话，则所有机子的声音都没有差别，这是此线路的特征。

　虽然确实存在着大家经常所说的「管子声音的个性」，但据上条氏称，其声音的个性应该来自于管子工作时的电压与阻抗之间的固有关系，因此将管子置于深度P-G NFB下使其μ接近于1，进而使功率管进入低输出阻抗状态下的这一做法最终导致传递并分配到负载的所谓个性声音的成分趋于微弱，因此各管无论品种，其声音的差别便降到很小的程度。

　不管怎么说，无论哪一种管子的超三极管接法放大器，至少所给人的感觉都是诸如「清澄的声音」，及「令人愉悦的声音」，以及「音量为何如此之大？」等等不一而足，这是事实。那些初次制作STC并初次听到其声音的人们也都有这样的感想。（温馨提示：注意不要将音量开得过大，以免对邻居们造成骚扰。）

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2.3　多极管的应用

2.3.1　配合多极功率管的推动级

　在基于多极功率管的单端线路的超三极管接法放大器中，多极功率管一般地偏压较浅，驱动电压也较小，因此只要对自激采取了相应的措施，推动级以下述任意一种组合即可对付。

　●　电压放大五极管(恒流源)与电压反馈管的组合
　●　Tr/FET(恒流源)与电压反馈管的组合

　以上述的组合，在电压反馈管与功率管的直交、增益与驱动电压的保证及直流电压分配上几乎不会有问题。并且，对于B电源电压的误差，虽然有可能导致若干的音质变化，仍允许一个相当宽的范围。

2.3.2　多极功率管的动作例

　「表1　超三极管接法线路Version 1单端放大器的动作例(多极功率管)」中反映的是笔者所进行的动作试验例。表中的各参数??是基于下述条件而得出的。

　● Eg1 参照厂家规格。
　●各例中的电压??和电流??来自于笔者手头拥有的管子的实际状态，不一定都是新管。
　●对线路外围供电条件没有作专门的考虑，仅利用现有的B电源。
　●每一例在调整时都考虑到了余量和功率管的寿命，不选择过于偏激的工作点。

　因此，表中内容并不属于模范性的动作例，仅提供于工作点设定时进行参考。

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2.4　三极管的应用　

2.4.1　功率三极管的多样性

　另一方面，在我们不断尝试包括三极管接法在内的功率三极管单端放大器的STC化过程当中，终于意识到象多极功率管那样简单地一条道走到底的情形将一去不复返。即便同是功率三极管，其多样性也是我们无法回避的一个问题。

2.4.1.1　放大率(μ)及内部阻抗的多样性

　首先让我们来考察一下放大率，如下所示，其差异很大。

　● 6AC5GT　　 μ=58　与UY56/UY76并用的管子，近乎五极功率管的μ值实属例外
　● 6G-A4　　　　μ=10 　近代功率三极管的代表
　● 6EM7　　　　μ=5.4 　行偏功率管大抵都在此水准
　● 6AS7G　　　μ=2.0 　电压调整管的μ值一般都很小(=6080)

　一般就功率三极管来说，μ较大的其偏压都较浅，内部阻抗也较高，μ较小的偏压较深，其内部阻抗也较低。例外的管子便是6AC5GT，栅极工作于正电压，通过阴极跟随直接往栅极注入电流来进行驱动，还有行功率管等的G2驱动方式，以及更为难对付的CV18的A2类动作等，对于这些管子，必须分别采取低阻抗驱动措施。

（CV18虽可工作于正偏下，偏压＋20V时的栅极电流可高达5mA，极为恐怖。在同时利用正偏区与负偏区时，栅极在信号的正半与负半一方有电流，一方没有电流，导致输入阻抗在信号的正负半周相差巨大，使用起来极为难办.....大卫）

2.4.1.2　多样性对策

　也就是说，三极管中既有同多极管一样可以简单对待的种类，也有需稍加注意的种类，以及难以采用直交的种类，甚至还有其他特殊的种类。我们必须充分意识到这些多样性并分别采取相应的措施。至于要解决的问题，一般地有如下几项。

　●　大都是偏压过深，驱动难度大
　●　必须确保增益的裕量
　●　配合低电压工作的五极管＋三极电压反馈管时，摆幅不足
　●　配合高电压工作的五极管＋三极电压反馈管时，输出端的DC电压过高，直交困难

　若非要直交，便需要采用双层配置的多电源，或向输入级提供负电源，或采用输入变压器来进行直流隔离等措施----设计上要解决的问题是多样的。

　将功率三极管应用到超三极管接法V1放大器的场合，作为一个简便的方法，似乎可以从偏压来估算其所需的驱动电压。即

　所需驱动电压Ed (peak to peak)＝所需偏压x 1.4 (或2的平方根)

　例如，对于偏压为45V的2A3，通过上述概算，可知驱动电压应为Ed(2A3)=63V才足够。若采用低于此??的Ed，并且采用1mA左右的屏流来设定电压放大五极管(输入管，V/I变换)的工作状态，其输出电流在电压反馈管线路中进行电压变换后，所放大的输出振幅要推动2A3的话，便很够呛。不过，若不要求满功率输出，仅仅要求一种安静的聆听模式的话，这种情况下的音量（输出功率）还是足够的，这已在6EW7超三极管接法V1放大器中得到确证。

2.4.1.3　驱动方法

　对于超三极管接法V1放大器采用功率三极管时的驱动方法，需要采取如下的任意一项措施。

　(1)若是实用线路，则施加在输入级五极管～电压反馈管上的全体的电压应该设定得较高才行。
　　　　◇在功率级用的B电源上再叠加一个专用B电源以提高供压。
　　　　◇输入级五极管的阴极/G1用负电源拉往负端。只是这种做法需要采用信号输入变压器。

　(2) 采用动作原理线路，信号输入端采用线路输入变压器(有必要的话亦可带有增益)向电压反馈管输入。

　(3) 采用普通的SRPP，以获得充足的功率级输入振幅。

　(4) 采用SRPP，以及电阻负载的三极管或五极管放大，以获得功率级所要求的必要振幅，通过P-G NFB并用的阴极跟随器驱动来解决。

　若是将现有的普通放大器改造成STC，那么上述(3)的成效最快。

2.4.1.4　要注意！！输入级第二栅极电压的供电方法

　一般地，功率三极管的基于「实用线路」的超三极管接法放大器的场合，务必要遵照后述的「2.4.5　功率三极管的动作例」及「3.3　偏压较深时的对推动级的考虑」的内容，做到

　从功率三极管的阴极电阻的当中部分取出低于其功率管偏压程度的电压提供给输入管的第二栅极。

　若不采取此措施，便有可能导致功率管无法维持恰当的偏压值，无法进行偏压控制。在以前的笔者的试验中，除了例外，任何三极功率管都适用于此方法。当然对于多极功率管来说，便不存在此问题。

　这里所说的例外，指的是偏压极浅的6BQ5(T)(三极管接法)与6AC5GT。

2.4.2　基于SRPP的解决方法

　上述(3)的结构比较常见，通过将

　●　两只电压放大三极管所构成的SRPP的输出
　●　通过C/R交联输入到阴极跟随器，并
　●　将其输出进行偏压的调整，然后与直热三极管直交

这样的传统的线路中的阴极跟随器去除，并进行自给偏压后的线路来解决。　只要是SRPP，便无须其专门的B电源而可取得相当的电压输出振幅。解决的方法就是从这里入手。

　不过，对上述方法进行深入的考察之后最终发觉，因输入级采用的是电压放大三极管，其恒流源特性十分微弱，导致线路偏离了原本的超三极管接法V1线路的特性。因此，后述的P-G NFB(屏-栅间负反馈)并用的「SRPP线路」及「强SRPP线路」也将与超三极管接法V1线路不同，只是属于派生线路而已。

　作为实装时的用法，为了可同时实现P-G NFB，可将SRPP的输出与功率管的栅极容交，并从功率管的屏极向SRPP的串联阴极跟随器的屏极提供NFB信号及B电源。

　这样做之后，即便不十分完全，在形式上也暂时成为了与容交的超三极管接法V1线路相类似的线路，对于信号成分相关的P-G NFB动作来说，工作起来便没有任何问题，具有相当的实用性。

　对上述线路进行试验的结果是，可实现若干程度的P-G NFB，并获得了与超三极管接法V1相似的声音。因此可说，单纯由B电源供电的纯粹的SRPP与P-G NFB并用的SRPP完全不同，后者针对功率管的动作，其输出电压振幅的1/2将被反馈。

　但是，要使SRPP与后面进行直交，其输出端便叠加有相当于B电压的一半的DC电压，处理起来极为不方便。这种情况下虽然可用容交来简单地对付，但因此失去了直交所带来的好处。

　P-G NFB并用的SRPP相对于裸的SRPP来说，其增益远为不足。为此需要进一步改进。　

2.4.3　基于强SRPP的解决方法

　笔者所构思的自称为「强SRPP」的线路。

　原线路为上条氏所开发的基于FET 2SK30A-Y的将普通的漏极跟随器输出往12AU7（1/2）的阴极，并从插入12AU7（1/2）的阴极-偏压兼栅极接地线路(GG = Grounded Grid)的屏极侧的电阻负载获得输出的GG串叠线路。笔者的着手点是将其电阻负载取而代之以阴极跟随器，在SRPP的特征上加入了可承受P-G NFB的增益的强化。

　不过，此线路与前述的SRPP线路一样，结构上很明显地也与超三极管接法V1不同，因此也因与P-G NFB并用SRPP线路属于同一定位。

　基于笔者的测定，若使裸的强SRPP线路工作于满幅，则自输入级的GG串叠线路的输出电流振幅约为2mA，这远超过了电压放大五极管＋电压反馈管的1mA 以下的动作电流，只是其输出中所占的电压成分较多，相对地说更倾向于是电压放大动作。

　下面为「图6　强SRPP的实测线路及测定结果」。

*此帖被版主大卫修改于2007年04月02日 13:26

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删除帖子 IP:[218.5.4.112] 发表时间：2007年04月02日 12:26:18

大卫

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