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主题：[原创]6BM8前级的设计过程 本主题第2811个浏览者  (总共2页) 1 2

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 楼主  回复此帖 [原创]6BM8前级的设计过程 本帖纯粹出于手痒，以便将近日里的所想付诸于纸上。对于象6BM8（ECL82）这一类的三五极管，用来作单端功率放大的线路比比皆是，但用来DIY一台单管前级的例子却少之又少，笔者以前读过一个德国佬用ECL86装一台前级的例子，线路中规中矩，好像效果很不错，刚好以前老蔡送给我一个原本想用来做6922前级的机箱，用来做这台6BM8再好不过了，于是便乘着最近在外出差的一周时间里，对此前级进行了一番线路上的考虑。本前级的设计一反放大器设计的常规手法，没有采用从后至前的设计方式，而直接从输入端往输出级进行考虑，这是笔者有时的习惯使然，若用于其他线路的设计，设计后若不进行反证，很可能会导致失败，因此对于线路设计并非熟练的初入门者，并不推荐。以下便是结果，不足之处，有望切磋示正。 -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 20:33:38

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第2楼  回复此帖 re: 从参数可知，6BM8三极管部分的跨导Gm＝2.5mA/V 放大因数u＝70 因此其内阻Ra＝70/2.5 mA/V＝28V/mA＝28K 负载电阻Rl取其内阻的5倍左右： Rl＝5＊28K＝140K 本例中为了元件选择方便，实际取Rl＝150K 栅极电阻推荐值为3兆殴，这里取680K，以力求一个较低的输入阻抗。 有附件：[6K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 20:41:13

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第3楼  回复此帖 re: 首先从伏安曲线图中决定工作点的电压和栅负压。电压为125V，栅负压为-1.5V 此时，可知工作点电流在0.8～0.85mA之间 电流为0.8mA时，阴极电阻Rk＝1.5V/0.8mA＝1.875K 电流为0.85mA时，阴极电阻Rk＝1.5V/0.85mA＝1. 76K 比较这两个阴极电阻的理论值，为了元件取值方便，实际取阴极电阻大小为1.8K 此时的工作点电流为1.5V/1.8K＝0.83mA 就此决定下工作点为（125V，-1.5V，0.83mA) 有附件：[113K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 20:42:53

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第4楼  回复此帖 re: 本前级中，采用负反馈是预料中的事，不过笔者不打算采用普通的跨级反馈，而分别对三五极管采用级间负反馈。 对6BM8的三极管部分来说，为了避繁就简，最简单的做法就是利用其阴极电阻的电流负反馈，因此，三极管部分的线路应该修改成如下。 有附件：[6K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 20:45:44

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第5楼  回复此帖 re: 笔者取阴极对地为10V，垫高了10V-1.5V＝8.5V，故应插入一颗R＝8.5V/0.83mA＝10.24K的电阻，实际元件取其值为10K。 因此，+B2＝10V＋125V＋（150K＊0.83mA）＝259.5V，约为260V 为了避免输入端对6BM8的影响，并将阴极反馈网络与前端隔离，本线路在栅极增设了一颗输入电容，若信号的低频下限截止频率取20Hz，则其容值应为 C＝1/（2πRf）＝0.159/Rf＝0.159/0.68Mohm＊20Hz＝0.01169uF，约为0.01uF (此公式计算时，R采用兆殴单位，f采用赫兹单位，得出的C单位为uF)。 当然，取大一些也无不可，考虑到容值越大其体积也越大，容易导致栅极的不稳定，因此应以1uF作为上限比较稳妥，本线路中实际取0.22uF。 当然，若不喜欢此电容，也完全可以省略，等到装机完成后进入实际试听阶段再决定取舍还不迟。基于每位DIYER的布线水准及焊机功力的参差不齐，通电后可能需要在此输入端进行一些频响及输入阻抗的微调整，比如阻容件及其值的增减等，这当看整机的完成度及听者的声音喜好取向了。 三极管部分的输出阻抗Rout＝（Ri＊Rl）/（Ri＋Rl）＝（28K＊150K）/（28K＋150K）＝23.6K 若信号的低频下限截止频率取20Hz，则三五极管间耦合电容容值应为 C＝1/｛2πf＊（Rout＋Rl）｝＝0.159/{f＊（Rout＋Rl）}＝0.159/｛20Hz＊（0.0236Mohm＋0.15 Mohm）｝＝0.045uF，实际可采用0.047uF的电容，本线路则采用0.22uF/600V的油浸电容。 综上所述，本输入级的负载阻抗为Rl＝150K，根据PHILIPS公司所颁发数据的推荐值，若下一级（五极管）的栅极电阻取680K，则输入级的交流负载阻抗便为 Rl’＝（150K＊680K）/（150K＋680K）＝123K 因此，无负反馈时的输入级增益将为A＝（u＊Rl）/（Ra+Rl）＝（70＊123K）/（28K＋123K）＝57倍 就是说，无负反馈情况下，信号满输入时的输入级的输出电压将达到1.5V＊57＝85.5V 考察6BM8五极管部分的指标，其栅负压最深也只可取到20多伏，相对85.5V来说，过载是不可避免的。这也告诉我们，按照前述的推动级工作状态，适当的负反馈是极其必需的，它可有效降低输入级的放大量和失真度。 笔者采用阴极电阻的级间反馈方式，为此，基于电阻R（10K）的电流负反馈系数 β＝R/（R＋Rl’）＝10K/（10K＋123K）＝0.075 因此，在采用了本级电流负反馈情况下的增益将变为 A’＝A/（1＋βA）＝57/（1＋0.075＊57）＝10.8倍 这样，在采用了本级负反馈后，输入级信号满幅时的输出电压将为1.5V＊10.8＝16.2V。同时，观察6BM8五极管部分的伏安特性曲线，其栅负压在-16V左右是相当线性的，因此，这16.2V便成为我们决定五极管部分的工作点的依据。 到此，各位应当明白为何要将R取为10K的原因了。笔者取其10K，并非有何先见之明，而是经过了一系列的取舍计算。你也可以将R取其他的值，使输入级的阴极垫高不止8.5V，或仅作少许垫高，但因此你将不可能使得输入级在施加了本级电流负反馈后的实际增益仅达到10倍左右，以便和五极管部分所需的栅负压匹配。因此，输入级的阴极对地10V，可说是个理想的选择了。 *此帖被版主大卫修改于2006年11月27日 19:26 -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 20:47:23

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第6楼  回复此帖 re: 本前级线路采用最传统的两级放大方式，基本上可以认为是6BM8单端功率放大器的一个前级变形。若将6BM8的五极管部分接成一个阴极跟随器，也不是不可能，这样整机的增益将很有限，并且笔者认为用三极管来接成阴极跟随器的效果要远比五极管来的好。除了三极管放大-五极管阴极跟随这一方式以外，还有一种mufollower方式，图示如下，其实也是前者的变形，在线路结构上也很不错（笔者考虑要制作的6AS7前级就是这个结构），不过这些不是本文要讨论的。 有附件：[10K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 20:50:17

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第7楼  回复此帖 re: 对于五极管部分的工作状态，厂家有推荐值，其中一组的栅负压为-16V，为图简便，正好加以套用。 有附件：[20K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 20:51:29

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第8楼  回复此帖 re: 对于五极管，自然无法象三极管那样用高于屏阻若干倍的较高的负载阻抗来获得较高的电压增益，这是常识。也就是说，五极管的放大因数是无法利用的，尽管如此，用其屏内阻的1/5或1/10来对负载阻抗的大小进行取值，所得的电压增益一般地仍然要超过三极管的最高电压增益的一倍以上。本线路中，负载电阻取屏内阻的1/5，即4K。 负载阻抗取4K，输出电阻取27K 则交流负载阻抗Rl’＝27K＊4K/（27K＋4K）＝3.5K 增益A＝Rl’＊Gm＊Ri/（Ri＋Rl’）＝3.5K＊6.4mA/V＊20K /（3.5K＋20K）＝19倍 当然，负载阻抗还可恰当地取小一点，比如3.5K，3K等，此时的电压增益会有若干的下降。 阴极电阻Rk＝16V/（35mA＋7mA）＝380欧 阴极电容取100uF 五极管部分输出阻抗Rout＝（Ri＊Rl）/（Ri＋Rl）＝（20K＊4K）/（20K＋4K）＝3.3K 若信号的低频下限截止频率取20Hz，则耦合电容容值应为 C＝1/｛2πf＊（Rout＋Rl）｝＝0.159/{f＊（Rout＋Rl）}＝0.159/｛20Hz＊（0.0033Mohm＋0.02 Mohm）｝＝0.34uF，本线路实际采用1uF/600V的油浸电容。 +B1＝（35mA＋7mA）＊4K＋200V＋16V＝384V *此帖被版主大卫修改于2006年11月27日 19:28 有附件：[7K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 20:53:24

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第9楼  回复此帖 re: 五极管部分的工作点选取。 有附件：[146K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 20:55:16

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第10楼  回复此帖 re: 本机的完整线路图（只显示单声道）。 图中的两管间耦合电容可与输入电容取同值。 *此帖被版主大卫修改于2006年11月24日 18:46 有附件：[13K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 20:58:01

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第11楼  回复此帖 re: 前文中已经交待过，在未采用负反馈时的输入级增益为57倍，第二级（五极管）的增益为19倍。 因此未采用负反馈时的总增益为57＊19＝1083倍 采用负反馈后，输入级的增益为10.8倍，此时的总增益为10.8＊19＝205.2倍 由此可见，采用本级负反馈后，整机的总增益降到了原来的1/5。1/5这个比例应该说是很恰当的，这也是一个设计过程中要考虑的经验值。 当然，为了降低到原增益的1/5，在线路上还有如下的常规接法： *此帖被版主大卫修改于2006年11月24日 18:49 有附件：[13K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 21:06:15

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第12楼  回复此帖 re: 此时的增益情况可用下式表述： A’＝A/（1＋βA） 亦即A’/A＝1/（1＋βA）＝1/5 代入具体数值，1/5＝1/（1＋β＊1083） 计算得β＝0.37％ 假定反馈电阻（R1＋R2）取10K，则R1＝0.37％＊10K＝37ohm 因此R2＝3K－R1＝10000ohm-37ohm＝9963ohm 为此，R3＝1.8K-37ohm 从上述可见，R1与R2及R3的值相差悬殊，在元件取值上有一定的难度，因此，从简化的意义上说，对于本前级，本级反馈给我们提供了大于跨级反馈的可操作性。（6BM8功率放大器的跨级反馈则不存在此等问题，因其整机的电压增益除了由6BM8决定外，还存在一个输出变压器的降压比，因此6BM8功率放大器的整机电压增益要远比6BM8前级来的低，具体低多少倍，在相同线路结构的情况下，要看所用的输出变压器，比如采用5K：8R的输出变压器，则5K/8R的平方根即降压比便为25，即低了25倍，套用本前级的总增益来看，1083/25＝43，从43这个总增益计算得到的β约为9.3％，因此通过进一步的计算便可得出易于元件取值的R1、R2和R3。这是前级和后级的不同之处） *此帖被版主大卫修改于2006年11月24日 18:50 -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 21:07:46

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第13楼  回复此帖 re: 上面的设计已告一段落，但其结果是否已经完美呢？否！ 我们知道，对于五极管，当屏栅反馈的反馈电压是管子增益的倒数时，其失真度可降低一半（为何？因为这是放大器理论的基础，请各位进行推导练习！）前文中已知五极管部分的增益为19倍，因此我们可以将输出电压的1/19即5.3％反馈到其输入端构成级间反馈网络，使其失真度大大降低（约为5％），此时反馈电阻R*与输入级负载电阻150K和五极管的栅极电阻680K所构成的等效电阻（即交流阻抗）的比值为19/1。 前文已计算过，输入级负载电阻150K和五极管的栅极电阻680K所构成的等效电阻为 Rl’＝（150K＊680K）/（150K＋680K）＝123K 此等效电阻作为三极管部分之负载电路的同时，也是五极管部分的输入电路，并且还同R*构成反馈网络。 即当R*＝123K＊19＝2337K（实际取2.3M）时，从五极管部分的输出端便有1/19的电压反馈到其输入端，此举不但降低了失真，也使得频响更为平直，还有效降低了五极管的屏内阻，一举多得，故此输出更加稳定，声音更为柔美。 *此帖被版主大卫修改于2006年11月24日 18:53 有附件：[4K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 21:22:07

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第14楼  回复此帖 re: 不过，施加了此屏栅反馈，将影响到对输入级的设计，需要对本线路的三极管部分进行相应的修改。为何如此？详细叙述如下。 *此帖被版主大卫修改于2006年11月24日 18:58 有附件：[13K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 21:28:11

大卫    积分：57553  级别：论坛总版主  头衔：坛主  来自：福州 发送邮件 查看主页 详细资料 第15楼  回复此帖 re: 6BM8的五极管部分的输出峰值电压E＝（P＊Rl）的平方根乘以1.4（峰值），其中，P为其输出功耗，查寻参数可知为3.5W。Rl为其负载阻抗4K，计算可得输出峰值电压为166V。 因此五极管部分的增益为19倍时，其屏栅反馈电压将为166V/19＝8.7V 这8.7V的电压是什么意思呢？这8.7V从屏极反馈的反相电压将抵消掉一部分的输入电压（即抵消掉五极管工作偏压16V中的一部分），为此，要加上相当的输入电压进行补偿，也就是说，五极管的输入电压就要在其本身的16V之上再加上反相反馈过来的电压才是，这样一来，五极管部分的推动电压就不是原来的16V，而应该变为16V＋8.7V＝24.7V了。 此时的五极管部分的增益将为 166V/24.7V＝6.7倍 五极管部分的推动电压从16V变为24.7V，这将使得原本为适应16V输出摆幅而设计的推动级（三极管部分）显得极不匹配，需要重新考虑。好在所要改动的地方不多，重点是修改输入级阴极的10K电阻的阻值。 因要求将输入级的增益修改为24.7V/1.5V＝16.5倍，而不是前文所设计的10.8倍，因此，在这里仍旧使用本级电流负反馈情况下的增益计算公式A’＝A/（1＋βA） 由于A’＝A/（1＋βA）＝57/（1＋β＊57）＝16.5 故β＝0.043＝4.3％ 而β＝R/（R＋Rl’），其中Rl’等于123K 因此计算得R＝5.526K，实际取5.6K 5.6K电阻两端的压降为5.6K＊0.83mA＝4.648V 阴极对地电压将为4.648V＋1.5V＝6.148V +B2＝150K＊0.83mA＋125V＋6.1V＝256V 修正过的线路图如下。 到此，除了电源部分以外，6BM8的前级设计完毕。本文则省去电源部分的设计，留给各位自行斟酌。 *此帖被版主大卫修改于2006年11月24日 19:00 有附件：[13K] -- I want to know who I really am & what I can do!  编辑帖子  删除帖子  IP:[121.71.66.128] 发表时间：2006年11月22日 22:23:14

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